5G可以使用什么波形（史上最全）

發布時間：2023-03-14作者來源：金航標瀏覽：3016

對于NR，需要改進波形設計以有效地復用不同的服務，同時分別針對每個服務的特定要求進行優化。

針對不同的候選波形，進行單獨介紹。

單載波波形

單載波調制已廣泛應用于諸如GSM、CDMA2000和UMTS WCDMA的蜂窩系統中。由于其時域符號排序，它們通常提供低峰均功率比（PAPR），從而提高PA效率和延長電池壽命。這使得單載波波形特別適用于諸如mMTC（即WAN IoE）的使用情況，其中電池功率和覆蓋范圍擴展是主要優化目標。

另一方面，單載波波形在頻率選擇性信道下會出現鏈路退化，并且通常需要使用均衡器來在多徑情況下實現高頻譜效率。

恒定包絡波形

高傳輸效率的最簡單解決方案是采用恒定包絡波形。這允許幾乎任何PA在飽和點運行，而無需削波或需要預補償或后補償來考慮削波。然而，該機制的缺點是，從容量角度來看，相對于正交幅度調制而言效率低下，但對于不需要高數據速率的應用類別，恒定包絡波形更可取，因為它實現了[敏感詞]的PA效率。

最常用的恒定包絡波形，包括最小移位鍵控（MSK： minimum-shift-keying）和高斯最小移位鍵（GMSK： Gaussian minimum-shift-keying），屬于連續相頻移鍵控（CPFSK：continuous phase frequency-shift-keying ）信號。MSK被IEEE 802.15.4標準采用，該標準為ZigBee提供了物理層平臺。GMSK也用于GSM、藍牙和BT-LE。

眾所周知，MSK可以等效地被視為具有正弦脈沖整形的偏移QPSK，其提供有效的調制和解調。請注意，在調制器之前[敏感詞]了差分編碼器，以避免解調器處的誤差傳播。這也有助于簡化調制器，因為差分編碼器和差分解碼器相互抵消。

GMSK是MSK的變體，其中信息序列的高斯濾波版本被應用于MSK調制器。高斯濾波器有助于提高MSK的頻譜效率，并減少符號間干擾。注意，隨著高斯濾波的引入，GMSK信號不能再被視為偏移QPSK。GMSK的典型接收機使用GMSK脈沖的線性近似，并將調制視為脈沖幅度調制（PAM：pulse amplitude modulation ）信號的和。基于這種近似，可以使用眾所周知的維特比檢測器作為解調器。請注意，GMSK的較低復雜度解調器通常用于低功率設備，如BTLE。

恒定包絡總結如下：

單載波QAM

如前所述，可以使用更高階的QAM來實現單載波波形的更高頻譜效率。在3G蜂窩網絡（例如UMTS、CDMA2000、1xEV-DO）中使用的最常見的波形是具有QAM調制的單載波CDMA。

具體地說，當選擇QPSK調制時，它給出具有0dB PAPR的恒定幅度波形。然而，在實踐中，單載波調制之后通常是在頻域中更局部化的時間色散發射脈沖整形濾波器，以減少帶外（OOB：out of band）泄漏并滿足相鄰信道泄漏比（ACLR：adjacent channel leakage ratio）要求。圖3說明了具有和不具有發射脈沖整形的單載波QPSK調制的功率譜密度（PSD：power spectral density）。結果，在接收機側還引入了匹配濾波器以最大化SNR。為了消除符號間干擾（至少對于頻率平坦的信道），脈沖整形濾波器通常被選擇為half-Nyquist濾波器，即發射和接收器濾波器的級聯響應Nyquist特性。具體而言，在圖3中，繪制了WCDMA中使用的具有滾動因子的根升余弦濾波器的PSD。

請注意，使用發射脈沖整形，發射波形不再是恒定包絡，PAPR>0 dB。在圖4中，說明了在平均功率以上具有不同限幅閾值的單載波QPSK的PSD。圖6顯示了對應于不同限幅閾值的EVM。

可以應用一些增強來進一步降低PAPR，例如π/4–QPSK，它引入了偶數和奇數星座之間的π/4旋轉，從而消除了通過原點的任何路徑（即零交叉）。在UMTS中，HPSK加擾用于消除具有(2k,2k+1)索引的任何碼片對之間通過原始碼片的任何路徑。該方法依賴于這樣一個事實，即至少使用2的擴展因子來擴展調制符號。

圖5比較了幾個單載波波形與QPSK調制的PAPR，其中一些將在后面討論。這部分解釋了圖6的觀察結果，其中與DFT擴展OFDM波形相比，單載波QPSK給出了更低的EVM。

應當注意，這里所示的PAPR和限幅不反映多用戶復用，例如碼分復用。

此外，可以采用兩種自然方法來實現更寬的頻帶，即通過增加采樣率，或通過在相鄰信道上提供單獨的單個載波。如圖2和圖4所示，脈沖整形濾波器可以設計為提供足夠的相鄰信道抑制，以便每個信道都可以達到其期望的峰值速率。后一種方法是3G多載波方法的基礎，例如EV-DO修訂版B或雙載波HSDPA。

總之，對SC-QAM得出以下結論：

在存在多徑衰落的情況下，使用單載波QAM實現更高頻譜效率的一個重要方面是采用良好的均衡算法。在許多情況下，這取決于接收機的設計和根據實現可以提供的復雜性。盡管存在眾所周知的時域算法，如分數間隔均衡、RAKE和自適應均衡，但普遍存在的誤解是，將計算效率高的頻域均衡歸入僅OFDM波形。事實上，與此相反，單載波可以用頻域均衡來實現，并且包括循環前綴的基于塊的傳輸方案的構造通常被正式稱為SC-FDE。這種方案如圖7所示。包括這種波形的標準是802.11ad，這是一種60GHz的未經許可的毫米波技術，使用這種波形的商業實現已經由高通Atheros發布。

總之，SC-FDE具有與SC-QAM相當的優點/缺點，除了在接收機處提供方便的FDE實現，代價是CP導致的頻譜效率損失。

單載波DFT擴展OFDM

SC-FDE的一個變體是DFT擴展OFDM，其中時域QAM用M點DFT進行變換，該M點DFT用于在較大的IFFT上調制不同的音調集，該IFFT將該信號變換回時域。如果M等于IFFT的大小，我們就得到了原始SC-FDE。

DFT擴展OFDM的主要目的是在頻域中為多個用戶正交分配不同帶寬的靈活性。當該波形與頻率復用相結合時，通常稱為SC-FDMA。在SC-FDMA中分配帶寬有兩種常見方式：

本地化SC-FDMA（LFDMA）：為每個用戶分配連續的子載波。這種方法的一個示例是在LTE上行鏈路數據和上行鏈路控制信道中。
交織SC-FDMA（IFDMA）：為每個用戶分配均勻分布在整個頻帶上的非連續子載波。雖然不是連續的，但是子載波之間的相等距離仍然保持IFFT輸出為單載波波形。這種方法的一個例子是在LTE的上行鏈路SRS中。

由于每個用戶分配的子載波跨越整個頻帶，與LFDMA相比，IFDMA可能實現更好的頻率分集。然而，根據信道的相干帶寬，在IFDMA中頻域中的信道插值可能更困難。

與SC-FDE一樣，將循環前綴添加到波形允許在接收器處簡單而明顯地實現頻域均衡器。M點DFT預編碼有助于在用于波形合成的N點OFDM之后保持單載波特性，從而導致比常規OFDM波形更低的PAPR。如果PA以較少的回退運行，則降低的PAPR可以轉換為更好的效率，盡管與其他波形相比不太理想。

SC-FDMA的另一個重要優點是當存在緊同步時可以提供的低載波間干擾。從數學上講，由于每個M點DFT使用的子載波集合在任何其他M點DFT的副載波處具有零，因此該載波間干擾在完全同步的情況下變為零。對于其他頻域復用方案，如使用RRC濾波來分離相鄰子信道，如圖3所示，情況并不總是如此。然而，應注意的是，與在所有QAM符號上連續內插的RRC濾波不同，因為SC-FDMA是基于塊的波形技術，所以塊之間將存在不連續性。然而，這可以通過加權重疊和增加（WOLA：weighted-overlap-and-add ）來緩解。WOLA對排放的改進如圖8所示

Zero-Tail DFT-OFDM

零尾DFT擴展OFDM主要變化是，規則循環前綴被填充到DFT預編碼的數據輸入的零符號所取代，如圖10所示。

零尾[敏感詞]具有以下優點：

零尾的長度可以是可變的，這取決于每個用戶的信道延遲擴展和傳播延遲，而不是整個網絡的固定CP長度。這可能會減少一些用戶的開銷。
OOB泄漏可以由于零填充而被抑制，這平滑了相鄰符號之間的轉換。
零尾可以潛在地減少與RF波束切換相關的開銷。

當將DFT擴頻OFDM與零尾進行比較時，零尾保護優化似乎在鏈路性能方面略有改善。然而，在現實中，僅改變CP或保護以處理所有延遲擴展是不夠的，但是子載波間隔（以及因此的塊長度）也應該被縮放以選擇性地最佳地處理延遲擴展和信道。因此，對于相同的塊大小和子載波間隔，如果考慮LTE中的CP開銷，則零尾保護優化可能僅受益達7%。此外，將有額外的信令開銷來支持零尾增加的控制環路復雜性。

圖5和圖6將ZT DFT擴展OFDM的PAPR和EVM與其他單載波波形進行了比較。請注意，與[敏感詞]的零尾相對應的IFFT后采樣部分不是有用信號的一部分，我們將其從平均功率計算中排除。正如預期的那樣，ZT DFT擴展OFDM給出了與常規DPT擴展OFDMA波形相當的PAPR和EVM。

圖11比較了ZT DFT擴展OFDM與單載波QPSK的PSD。它比-50dB以上的單載波QPSK差，但在-50dB以下衰減更快。與上圖中的SC-FDMA相比，情況正好相反。

基于以上分析，我們可以對ZT DFT擴展OFDM總結如下：

基于OFDM的多載波波形

多載波波形通常可以用以下表達式表示

盡管這看起來類似于DC-HSDPA等方案，但這里將僅考慮子載波可能與相鄰子載波具有頻率重疊，但在頻域中的完美子載波采樣時實際上為零。這種方法最常用的部署版本是OFDM，稱相關波形為基于OFDM的多載波波形。

CP-OFDM

CP-OFDM波形是現有寬帶無線標準（包括3GPP LTE和IEEE 802.11）中使用最廣泛的多載波波形，因為它具有許多吸引人的特性：

使用FFT/IFFT的高效實現
通過使用CP，在非平坦信道上直接應用MIMO技術以實現高頻譜效率
非平坦信道的每個子載波的簡單FDE
為用戶動態分配帶寬

CP-OFDM波形可以通過以下方式合成為圖12的簡單特例

將原型濾波器p(n)設置為矩形脈沖
旁路b(n)

這種簡化允許使用FFT和IFFT有效地實現調制器和解調器。

OFDM優于單載波方法的一個早期優勢是頻率選擇性衰落信道中的鏈路性能下降，然而，隨著接收機設計的不斷發展，SC-FDE和相關變型甚至在引入PA非線性之前也有可能表現得相當。另一個更重要的區別在于OFDM在單載波上提供的信號和用戶復用，這對于實現諸如MIMO空間復用之類的特性尤為重要。例如，與單載波或甚至DFT擴展OFDM相比，用于跨不同復用用戶的信道估計的導頻放置可以在整個OFDM時頻網格上更加靈活。然而，在沒有空間復用的較低頻譜效率下，單載波和DFT擴展OFDM可以更適合于來自功率受限設備的具有較低階調制（例如QPSK）的調度傳輸。

據報道，CP-OFDM波形本身的一個缺點（即沒有附加的發射處理，例如WOLA）是由于矩形原型濾波器而導致的頻率定位相當差。緩慢衰減的OOB泄漏可能會對相鄰頻帶造成干擾。只要用戶之間存在頻率偏移，它也會導致帶內干擾。圖14顯示了具有12個連續數據音調的CP-OFDM波形的PSD。CP長度被設置為OFDM符號長度的大約10%。PAPR如圖12所示，明顯高于單載波波形。

帶WOLA的CP-OFDM

在具有加權重疊和相加（WOLA：weighted overlap and add）的CP-OFDM中，矩形原型濾波器被兩側具有軟邊緣的脈沖代替，這導致頻域中更尖銳的側坡衰減。濾波器響應開始和結束處的軟邊緣有效地提供了頻域中更好的包含原型濾波器。因此，具有WOLA的CP-OFDM是圖12的特殊情況，具有：

改進原型濾波器p(n)，使其具有比常規CP-OFDM中使用的矩形濾波器更好的頻率響應
旁路b(n)

在實踐中，通過使用時域開窗方法，將軟邊緣添加到OFDM符號的循環擴展中，可以獲得更好的包含頻率響應，如圖13所示。盡管邊緣進一步擴展了每個符號，但開銷仍然與CP-OFDM波形相同，因為相鄰符號在邊緣過渡區域重疊，如圖13所示。

時域中窗口（或邊緣）的形狀決定了原型濾波器的頻率響應。在主瓣寬度和旁瓣抑制之間進行了不同的權衡。總的來說，升高的余弦邊緣似乎是一個很好的折衷方案，可以直接實現。

圖14說明了在發射器處帶有WOLA的CP-OFDM的PSD。請注意，OOB抑制明顯優于CP-OFDM。具有Tx WOLA的CP-OFDM的PAPR與常規CP-OFDMA相當，如圖21所示。

除了在發射機處應用WOLA以減少信號的OOB泄漏之外，WOLA也可以類似地應用于接收機以抑制其他用戶的干擾。當用戶是異步的時，在接收器處應用的軟邊緣有助于減少由不匹配的FFT捕獲窗口導致的其他用戶干擾。Rx WOLA處理如圖15所示。

為了說明使用Rx WOLA抑制異步用戶干擾的效果，將16中相鄰干擾源的OOB泄漏與隨機偏移進行了比較。在模擬中，兩個具有12個音調的用戶彼此相鄰，FFT捕獲窗口與期望的用戶信號對齊。在兩個用戶之間[敏感詞]隨機偏移，并在1000次運行中平均干擾源的PSD。如圖16所示，當存在Rx WOLA時，來自異步相鄰用戶的干擾明顯更高。

UFMC

與WOLA一樣，UFMC旨在減少信號的OOB泄漏。然而，盡管WOLA為此引入了升余弦原型濾波器，UFMC引入了非平凡帶通濾波器b(n)。圖17顯示了UFMC的調制器和解調器。

發射機操作如圖18所示。IFFT符號的生成方式與傳統CP-OFDM相同。代替CP，在IFFT符號之間引入填充有零的保護間隔（GI:guard interval），以防止由于tx濾波器延遲導致的ISI。最后，符號經過tx濾波器b(n)，然后傳輸。通常，tx濾波器長度被設置為與保護間隔持續時間相同。

圖19顯示了接收器操作。由于引入了GI而不是CP，因此UFMC中沒有保留循環卷積特性。因此，接收機結構不像CP-OFDM中那樣簡單。與丟棄CP的CP-OFDM接收機不同，UFMC接收機使用包括GI在內的整個符號。為此，在接收機處使用2x大小，但只有2x大小FFT輸出的偶數音調用于檢測。

因此，從圖12的角度來看，UFMC可以總結如下。

在UFMC中：

原型濾波器是矩形脈沖，其后是零間隔。零間隔表示符號之間的保護間隔。矩形部分對應于IFFT符號。
tx濾波器b(t)經過精心設計以抑制OOB干擾。tx濾波器b(t)的濾波器抽頭通常設置為與GI長度相同。

為了抑制OOB干擾，tx濾波器必須仔細設計為僅通過指定RB的帶通濾波器。特別是，當每個RB由相同數量的連續音調組成時，僅通過移動中心頻率就可以普遍重用相同的濾波器。圖17中的變送器顯示了最終的框圖。每個RB具有相應的tx濾波器。因此，當資源塊被分配給發射機時，必須并行計算并行IFFT和tx濾波操作。